检波电路详解
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  • 发表时间:2019-09-21 02:06
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  6.4 振幅解调(检波)原理与电路 6.4.1 概述 振幅解调(又称检波)是振幅调制的逆过程。它的作用是 从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。 从频谱上看,检波就是将幅度调制波中的边带信号不失 真地从载波频率附近搬移到零频率附近,因此,检波器也属于 频谱搬移电路。 中放来 非线性 器 件 低通 Fmax 到功放 f1 f 0 Fmax f1 2f1 f 0 f Fmax 输入 AM信号 非线性 电路 低通 滤 波器 检出包络信息 从已调波中检出包络信息,只适用于AM信号 检波器分类: 同步检波 包络检波 解调过程是和调制过程相对应的,不同的调制方式对应于不同的解调。 AM调制 包络检波: 峰值包络检波 平均包络检波 叠加型同步检波 乘积型同步检波 振幅调制过程: DSB调制 SSB调制 解调过程 同步检波: 检波器的组成应包括三部分,高频已调信号源,非线性器件, RC低通滤波器。其如下图所示 中放来 巳调高频 信号源 非线性 器 件 低通 Fmax 到低放 解调普通调幅波组成原理框图 调幅信号 vs(t) 载波信号 v0(t)=cos?0t 低 通 滤波器 解调输出 v?(t) 载波被抑制的已调波解调原理 输入电压为v1,输出电压为v2,则检波前后的波形如图所示, 输出电压v2是已恢复的原调制信号。 v1 vi 检波器 v2 t 输入高频等幅波 则输出是直流电压 vo t 输入信号是调幅波 t 输出为原调制信号 t 输入脉冲调制波 t 输出为脉冲信号 t 检波前后的波形图 二极管(大信号)峰值包络检波器 D + + vi – (a) 充电 + C – RL 放电 i + + v? – + vi – (b) vc C RL – + v? – 串联式二极管(大信号)包络检波器如图(a)所示。图中的RL、 C为二极管检波器的负载,同时也起低通滤波器作用。一般要求 检波器的输入信号大于0.5V,所以称为大信号检波器。 RLC电路: 一是起高频滤波作用。 二是作为检波器的负载,在其两端输出已恢复的调制信号 故必须满足 1 ?? R L 及 ?oc 1 ? max C ?? R L 串联型二极管包络检波器的物理过程 D i + + v – C i + + R – v L ? 充电 放电 – 串联型二极管包络检波器 V DC 1. 工作原理 vi vc D + + t i Cc + o vi – 充电 + RL C – 放电 vc – v? t2 t1 大信号的检波的原理:主要是利用二极管的单向导电特性和 检波负载RC的充放电过程来完成调制信号的提取。 用分析高频功放的折线近似分析法分析 VBB ? VBZ cos ?c ? Vbm S(vd-VBZ) VdVBZ VdVBZ Id= { VC ? VBZ cos ? c ? Vi iD 0 若输入信号为等幅波时 vi ?Vi cos?it 对二极管加一正偏压抵消VBZ 则电容C上的输出电压为 -vC vD θ V im vc ?vi cos? 3?Rd 可以证明 ? ? R 3 若输入信号为调幅波时则电容C上的输出电压为 vc ? vi? cos? ? Vi (1 ? ma cos ?t ) cos? ? Vi cos? ? maVi cos? cos ? 若输入信号为调幅波时则输出电压为 v? ? maVi cos? cos ? 输出电压振幅为 V? ? maVi cos? 输出电压与输入信号的包络成正比 2. 包络检波器的质量指标 1) 电压传输系数(检波效率) maVi cos ? 检波器的音频输出电压V? Kd ? ? ? cos ? 输入调幅波包络振幅 maVi maVi Kd ? cos ? 3 ? ---电流通角 R ---检波器负载电阻 Rd ---检波器二极管内阻 3?R d ?? R 当RRd时,??0,cos??1。即检波效率Kd接近 于1,这是包络检波的主要优点。 2) 等效输入电阻Rid Vim --- 输入高频电压的振幅 Iim --- 输入高频电流的的基波振幅 ? ?? Vim Vim R Rid ? ? ? I im 2 K d Vim / R 2 K d I im 1 ? ? ? ? ?? 1 i d cos ?td(?t ) ? ? ? i d d(?t ) ? 2I 0 负载R两端的平均电压为KdVim,因此平均电流 通常 I 0 ? K d Vim / R Kd ? 1 因此 R id ? R / 2 即大信号二极管的输入电阻约等于负载电阻的一半。 由于二极管输入电阻的影响,使输入谐振回路的Q值降 低,消耗一些高频功率。这是二极管检波器的主要缺点。 如果忽略二极管导通电阻上的损耗功率,则由能 量守恒的原则,输入到检波器的高频功率,应全部转 换为输出端负载电阻上消耗的功率(注意为直流) 即有 2 Vim V02 ? 2 Ri RL ,而 Vim ? V0 ? Ri ? 1 RL 2 Vo 3) 失真 产生的失真主要有: ①惰性失真;②负峰切割失真; ③非线性失真;④频率失真。 ①惰性失真(对角线) 失真 vi ① 惰性失真 原因:由于负载电阻R与负载电容 C的时间常数RC太大所引起的。 这时电容 C上的电荷不能很快地 随调幅波包络变化,从而产生失真。 现象: vc o t1 t2 t 惰性失真 不产生失真的条件: 为了防止惰性失真,只要适当选择RC的数值,使检波器能跟上 高频信号电压包络的变化就行了。 也就是要求 dv C (t ) dV (t ) ? dt dt 电容放电 调幅波包络 包络变化率 代入 dv c dv c = dt vc RC V (t ) ? Vom ?1 ? ma cos?t ? dV (t ) ? ?Vom ma ? sin ?t dt 得 ? dVim ? ?m a ?Vim sin ?t dt 2 dVi? dt dt 1 ? ma 1 ? ( RC ?) ? 0 实际上,调制波往往是由多个频率成分组成,即 Ω=Ωmin~Ωmax。为了保证不产生失线 ? ( RC ? max ) 2 ? 0 或写成 RC? max 2 1 ? ma ? ma 在工程上可按 ?maxRC≤1.5 计算。 ②负峰切割失真(底部切割失真) 检波器输出常用隔直流电容Cc与下级耦合,如图所 示。Rg代表下级电路的输入电阻。 隔直电容Cc数值很大,可认为它 对调制频率Ω交流短路,电路达 到稳态时,其两端电压VC≈Vim。 D + vi – + Cc VC – + v? – C R – Rg 为了有效地传送低频信号,要求 1 ?? R g ?C c 考虑了耦合电容Cc和低放 输入电阻Rg后的检波电路 在检波过程中,Cc两端建立了直流电压经电阻R和Rg分压,在 R上得到的直流电压为: R VR ? Vim R ? Rg 负峰切割失真的现象 v i ? Vim (1 ? m cos?t ) cos? o t Vim ( 1 ? m cos?t ) V im VR V R (1-m) V iR Vm VV R VR R D Cc + VC – + v? – 产生负峰切割失真原因: 对于二极管来说,VR是 反偏压,它有可能阻止二极 管导通,从而产生失真。 为了避免底部切割失真,调幅 波的最小幅度Vim(1–ma)必须大于VR + vi – C R – Rg v? maVim Vim O Vim (1 ? ma ) 负峰切割失真波形 VR 不产生失真的条件: R Vim (1 ? ma ) ? Vim R ? Rg 即: ma ? Rg R ? Rg ? R // R g R R~ ? R 实际电路中,为防止出现负峰切割失真,常采用分负载方 法,即将R分为R1和R2两部分,如图所示,通常选用 ?1 1 ? R 1 ? ? ~ ?R 2 2AP9 –6V 中放末线p 680? C1 C2 R2 4.7k + Cd 为了更好地滤波,也将负载 电容分成C1和C2两部分。 R5 C4 . C3 20? R4 10k D选用点接触型锗二极管2AP9(RD?100?),R1=680?,R2=4.7k? R4C3构成低通滤波器。C3上仅有直流电压,它与输入载波成正比,并加到 中放级的基极作为偏压,以便自动控制该级增益。如果输入信号强,C3上直 流电压大,则加到放大管偏压大,增益下降,使检波器输出电压下降。 30? 至低放 ③ 非线性失真 (用失真系数Kf表示) 这种失真是由检波二极管伏安特性曲线的非线性所引起的。 ④ 频率失真 这种失真是由于耦合电容Cc和滤波电容C所引起的。 Cc的存在主要影响检波的下限频率?min。 为使频率为?min时,Cc上的电压降不大,不产生频率失真, 必须满足下列条件: 1 1 Cc ?? ?? R g 或 ? min Cc ?min R g 电容C的容抗应在上限频率?max时,不产生旁路作用,即它 应满足下列条件: 1 1 ?? R 或 C ?? ? C max ? max R 一般Cc约为几?F,C约为0.01?F。 同步检波电路 抑制载波的双边带信号和单边带信号,因其波形包络不 直接反映调制信号的变化规律,不能用包络检波器解调,又 因其频谱中不含有载频分量,解调时必须在检波器输入端另 加一个与发射载波同频同相并保持同步变化的参考信号,此 参考信号与调幅信号共同作用于非线性器件电路,经过频率 变换,恢复出调制信号。这种检波方式称为同步检波。 同步检波有两种实现电路: i vs vt (a) 低 通 滤波器 v v? vs vt (b) 包 络 检波器 v? 乘积检波电路 包络检波器 包络检波器构成同步检波电路 其原理电路见右 vs 非线 设输入信号为抑制载波的双边带 vs ? Vsm cos ?t cos ?0 t 本地振荡信号 v r ? Vrm cos ?0 t 则它们的合成信号 ? ? V v ? v s ? v r ? Vrm ?1 ? s cos ?t ? cos ?0 t ? V ? rm ? ? 同步检波实现模型 D + vs ~ – + vr ~ – + v0 RL C – 故当 Vrm ? Vsm 时 ma ? Vsm ?1 Vrm 同步检波原理电路 因此,通过包络检波器便可检出所需的调制信号。 乘积检波电路 已调波为载波分量被抑止的双边带信号 v 1 ? V1 cos ?t cos ?1 t 本地载波电压 v 0 ? V0 cos(?0 t ? ?) 本地载波的角频率 ? 0 准确地等于输入信号载波的角频率 ?1 即 但二者的相位可能不同;这里?表示它们的相位差。 这时相乘输出(假定相乘器传输系数为1) ν 2 ? V1 V0 (cos ?t cos ?1 t ) cos(?1 t ? ?) ? 1 1 V1 V0 cos ? cos ?t ? V1 V0 cos[(2?1 ? ?) t ? ?] ? 1 V1V0 cos[(2?1 ? ?) t ? ?] 2 4 4 ?0 ? ?1 低通滤波器滤除 2?1 附近的频率分量后,就得到频率为?的低频信号, v? 1 ? V1 V0 cos ? cos ?t 2 输 入 双 边 带 电 压 振 幅 O ?1-? ?1+? ? x v0 本波 地振 载幅 O O ?0 ? 低通 v2 v? O 相电 乘压 后振 幅 O 低压 频振 电幅 O O ? ? ? 2?1-? 2?1+? ? 由式可见,低频信号的输出幅度与 cos ? 成正比。当 ??0 时, 低频信号电压最大,随着相位差?加大,输出电压减弱。 在理想情况下,除本地载波与输入信号载波的角频率必须相等 外,希望二者的相位也相同。此时,乘积检波称为“同步检波”。 乘积检波也可用来解调普通调幅波,这时参考信号的作用仅是 加强了输入信号中的载波分量。 由上分析得在同步检波中,需要有与发送端同频同相的本地振 荡信号,才能完全恢复原调制信号。 产生本地振荡信号的方法: (1)由发送端发出导频信号,控制本地振荡器,使本地振荡器 的频率和相位与发送端一致。 (2)对于双边带调制来说,可以从双边带调制信号中提取所需 的同频同相的载波信号作本地振荡信号。 对于单边带调制信号来说,无法直接从单边带信号中提取载 波信号,因此在发射单边带信号的同时,还发射受到一定程度 抑制的载波信号(称为导频信号)。在接收端,用导频信号控 制本机振荡信号使其同步中。 (3)采用锁相方法从抑制载波的信号中提取载波。 ? i (t ) ? Vi cos?t cos? 0t,通过平方律运算器,输出电压为 ?1 1 ? 2 ? KVim cos2 ?t ? ? cos 2? 0 t ? ? 1 ? kVi ? KVi cos ? cos ?0t ?2 2 ? 式中的K为系数。经中心频率为 2? 0 的带通滤波器取出 2? 0 2 2 2 2 分量,而后由二分频器将其变换为 ?,最后由中心角频率为 ? 0 0 的带通滤波器进一步滤除无用分量,并将取出的 ? 0 分量进行放大,就可作为所需的同频同相参考信号。 vi v3 带通滤波器 vr 平方律 v1 带通滤波器 v2 二分频器 放大器(?c) 运算器 (2?0) 由DSB信号中取出载波信号的实现框图 单边带信号的接收(SSB) 单边带信号的接收过程正好和发送过程相反。 单边带接收机方框图 f0+F 高放 f0+F 第一 混频 fi1+F 第一 fi1+F 第二 中放 混频 fi2+F 第二中放 fi2+F 乘积 带通滤波 检波器 fi2 第三 本振 低通 滤波 F 低放 f1=fi1+f0 第一 本振 f2=fi2+fi1 第二 本振 它是二次变频电路。 fi1较高,用调谐回路即可选出所需的边带。 fi2较低,一般采用带通滤波器取出单边带信号。 单边带信号与第三本振载波信号在乘积检波器中进行解调, 经过低通滤波器后,即可获得原调制信号。 II 100kHz ① 253kHz ② 606kHz ③ 1312kHz I 0.3~3kHz I路 低通 滤波器 上边带 滤波器 I 环形 解调器 低放 ①1.5~3MHz ②3~6MHz II ③6~12MHz I I II II 100kHz 100kHz 混频 (一) 中放 (一) 混频 (二) 中放 (二) 输入 电路 高放 ①1753~3253kHz ① 353kHz ②3606~6606kHz ② 706kHz ③7312~13312kHz ③ 1412kHz 100kHz II 路 环形 解调器 100kHz 0.3~3kHz 低通 滤波器 低放 频率 合成器 上边带 滤波器 II 100kHz 单边带接收机方框图举例